低雜訊放大器設計
❶ 低雜訊放大器的正文
雜訊系數很低的放大器。一般用作各類無線電接收機的高頻或中頻前置放大器，以及高靈敏度電子探測設備的放大電路。在放大微弱信號的場合，放大器自身的雜訊對信號的干擾可能很嚴重，因此希望減小這種雜訊，以提高輸出的信噪比。由放大器所引起的信噪比惡化程度通常用雜訊系數F來表示。理想放大器的雜訊系數 F=1（0分貝），其物理意義是輸出信噪比等於輸入信噪比。現代的低雜訊放大器大多採用晶體管、場效應晶體管；微波低雜訊放大器則採用變容二極體參量放大器，常溫 參放的雜訊 溫度Te可低於幾十度(絕對溫度)，致冷參量放大器可達20K以下，砷化鎵場效應晶體管低雜訊微波放大器的應用已日益廣泛，其雜訊系數可低於 2 分貝。放大器的雜訊系數還與晶體管的工作狀態以及信源內阻有關。為了兼顧低雜訊和高增益的要求，常採用共發射極一共基極基聯的低雜訊放大電路。
在放大微弱信號的場合，放大器自身的雜訊對信號的干擾可能很嚴重，因此希望減小這種雜訊，以提高輸出的信噪比。由放大器所引起的信噪比惡化程度通常用雜訊系數F（見放大）來表示或用取對數值的雜訊系數FN表示FN=10lgF(dB)
理想放大器的雜訊系數F=1(0分貝),其物理意義是輸出信噪比等於輸入信噪比。設計良好的低雜訊放大器的FN可達3分貝以下。在雜訊系數很低的場合,通常也用雜訊溫度Te作為放大器雜訊性能的量度：Te=T0(F-1)。式中T0為室溫。在這里，它和雜訊溫度Te的單位都是開爾文(K)。
多級放大器的雜訊系數F主要取決於它的前置級。若F1，F2，…，Fn依次為各級放大器的雜訊系數，則式中A1,…，An-1依次為各級放大器的功率增益。前置級的增益A1越大,則其後各級放大器對總雜訊系數F的影響越小。
單級放大器的雜訊系數主要取決於所用的有源器件及其工作狀態。現代的低雜訊放大器大多採用晶體管、場效應晶體管；微波低雜訊放大器則採用變容二極體參量放大器，常溫參放的雜訊溫度Tθ可低於幾十度（絕對溫度），致冷參量放大器可達20K以下。砷化鎵場效應晶體管低雜訊微波放大器的應用已日益廣泛，其雜訊系數可低於2分貝。
晶體管的自身雜訊由下列四部分組成。①閃爍雜訊，其功率譜密度隨頻率f的降低而增加，因此也叫作1/f雜訊或低頻雜訊。頻率很低時這種雜訊較大，頻率較高時（幾百赫以上）這種雜訊可以忽略。②基極電阻rb'b的熱雜訊和。③散粒雜訊，這兩種雜訊的功率譜密度基本上與頻率無關。④分配雜訊，其強度與f的平方成正比，當f高於晶體管的截止頻率時,這種雜訊急劇增加。圖1是晶體管雜訊系數F隨頻率變化的曲線。對於低頻，特別是超低頻低雜訊放大器,應選用1/f雜訊小的晶體管；對於中、高頻放大，則應盡量選用高的晶體管，使其工作頻率范圍位於雜訊系數-頻率曲線的平坦部分。
場效應晶體管沒有散粒雜訊。在低頻時主要是閃爍雜訊，頻率較高時主要是溝道電阻所產生的熱雜訊。通常它的雜訊比晶體管的小，可用於頻率高得多的低雜訊放大器。
放大器的雜訊系數還與晶體管的工作狀態以及信源內阻有關。圖2是考慮了自身雜訊的放大器模型。us和Rs分別為信源電壓和內阻,Rs的熱雜訊電壓均方值等於4kTRs墹f，式中T為絕對溫度，k為玻耳茲曼常數，墹f為放大器通帶。放大器自身雜訊用雜訊電壓均方值和雜訊電流均方值表示，它們是晶體管工作狀態的函數，可以用適當方法來測量。這樣，放大器的雜訊系數F可寫作放大管的直流工作點一旦確定,和亦隨之確定，這樣，雜訊系數F將主要是信源內阻Rs的函數。Rs有一使F為最小的最佳值（圖3）。
在工作頻率和信源內阻均給定的情況下，雜訊系數也和晶體管直流工作點有關。發射極電流IE有一使雜訊系數最小的最佳值,典型的F-IE曲線如圖4所示。
晶體管放大器的雜訊系數基本上與電路組態無關。但共發射極放大器具有適中的輸入電阻，F為最小時的最佳信源電阻Rs和此輸入電阻比較接近，輸入電路大體上處於匹配狀態，增益較大。共基極放大器的輸入電阻小，共集電極放大器的輸入阻抗高，兩者均不易同時滿足雜訊系數小和放大器增益高的條件，所以都不太適於作放大鍵前置級之用。為了兼顧低雜訊和高增益的要求，常採用共發射極-共基極級聯的低雜訊放大電路。
❷ 在通信中，低雜訊放大器的作用是什麼
雜訊系數很低的放大器。一般用作各類無線電接收機的高頻或中頻前置放大器，內以及高靈敏度電子探測設備的放容大電路。在放大微弱信號的場合，放大器自身的雜訊對信號的干擾可能很嚴重，因此希望減小這種雜訊，以提高輸出的信噪比。由放大器所引起的信噪比惡化程度通常用雜訊系數 F來表示。理想放大器的雜訊系數 F＝1（0分貝） ，其物理意義是輸出信噪比等於輸入信噪比。現代的低雜訊放大器大多採用晶體管、場效應晶體管；微波低雜訊放大器則採用變容二極體參量放大器 ，常溫 參放的 雜訊 溫度 Te 可低於幾十度(絕對溫度)，致冷參量放大器可達 20K以下，砷化鎵場效應晶體管低雜訊微波放大器的應用已日益廣泛，其雜訊系數可低於 2 分貝。放大器的雜訊系數還與晶體管的工作狀態以及信源內阻有關。在工作頻率和信源內阻均給定的情況下，雜訊系數也和晶體管直流工作點有關。為了兼顧低雜訊和高增益的要求，常採用共發射極一共基極級聯的低雜訊放大電路。
❸ 低雜訊放大器的第一級放大器輸入微帶的損耗增加0.3dB,則總雜訊系數貢獻就會增加0.3dB對嗎
第一放大器輸入端的插損是直接累加到低噪放總雜訊系數裡面的，所以答案是：你說的對！
❹ 怎麼降低低雜訊放大器影響低雜訊放大器的幾個因素（包括內部和外部）
雜訊系數=輸入信噪比/輸出信噪比（比值表示）
通過放大器的信號，信噪比肯定會下降。
看下你LNA的雜訊系數是不是5dB左右。
❺ 設計一個低雜訊前置放大器,從抑制雜訊的角度要考慮哪些因素
設計一個低雜訊前置放大器,從抑制雜訊的角度要考慮哪些因素？
❻ 低雜訊放大器輸入端和輸出端匹配原則是什麼阻抗匹配的目的是什麼
低雜訊放大抄器是按雜訊最佳匹配襲進行設計的，雜訊最佳匹配點並非最大增益點。輸入輸出匹配時輸出最大。此時雜訊並非最佳，而有一些失配才能使雜訊最佳。 1.在優先滿足雜訊小的前提下，提高電路增益，即根據輸入等增益圓、等雜訊圓，選取合適的ΓS ，作為輸入匹配電路設計依據。 2.輸出匹配電路設計以提高放大器增益為主， Γout = Z0 （ΓL = Γ2*） 3.滿足穩定性條件 4.結構工藝上易實現 阻抗匹配是為了減小反射。
❼ 射頻低雜訊放大器的設計與模擬 的英文文獻 帶翻譯！或者相關的英文文獻！
從天線接收的微弱信號由處於射頻接收機前端的放大器進行放大，因此要求該放大器具有一定的增益和較小的雜訊系數。
本文藉助Agilent公司的射頻電路設計軟體ADS(Advanced Design System)進行輔助設計一款高增益低雜訊放大器(LNA)，並對其進行了模擬驗證。
1 射頻放大器的組成
單級射頻放大器的組成如圖1所示，包括射頻晶體管放大電路和輸入、輸出匹配網路三部分。2 射頻放大器的設計
2．1 晶體管的選擇
選擇好晶體管器件對低雜訊放大器的設計至關重要。
根據工作頻率、增益和雜訊系數等指標要求，同時考慮到設計、模擬時便於得到相應的元器件模型，最終選用Avago公司的高電子遷移率晶體管(E-PHEMT)ATF-58143來進行設計(可以在Avago公司的網站上下載到ATF-58143的元件模型)。
2．2 偏置電路的設計
設計LNA首先需要確定靜態工作點，利用ADS中的「DC_FET_T」的模板可以很方便地模擬出其輸出特性曲線。再參考ATF-58143的datash eet，可以確定當Vds=3 V，Ids=35 mA時，各項設計指標滿足要求。
確定靜態工作點後，就要確定偏置電路的形式和參數。不需人工計算，藉助ADS中的設計向導工具(DesignGuide→Amplifier→Tools→ Transistor Bias Utility)可以輕易完成。因為ADS所提供的元件數值是非標稱的，所以需要設計者用與ADS提供的數值接近的標稱元件進行替代。偏置電路及各點靜態參數如圖2所示。2．3 穩定性分析及改善
晶體管絕對穩定的條件是K>1，|△|<1。其中：
如果這兩個條件不能同時得到滿足，電路將存在潛在的不穩定和振盪的可能。對上述偏置條件下的晶體管進行穩定性模擬分析發現，在要求的工作頻段內其穩定系數K<1，不滿足絕對穩定的條件。
通過引入負反饋的方式可以改善電路的穩定性，同時也能夠拓展工作帶寬。在輸出端和輸入端之間串聯RC電路引入負反饋，其中的R需要滿足條件：
同時在兩個源極加上小的電感引入負反饋進一步改善穩定性，該電感的值需反復調節後方能確定。
對引入負反饋後的電路再次模擬，其工作頻帶內穩定系數K>1，滿足絕對穩定條件。
2．4 最小雜訊系數的輸入匹配電路設計，最大增益的輸出匹配電路設計
如果輸入匹配電路和輸出匹配電路使射頻器件的輸入阻抗Zin和輸出阻抗Zout都轉換到標准系統阻抗Zo，即Zin=Zo，Zout=Zo(或，如圖1所示)就可使器件的傳輸增益最高。但輸入、輸出匹配時，雜訊並非最佳。當ΓS=Γopt時，可以得最小的雜訊系數。 利用ADS可以很方便地繪制出等功率增益圓和等雜訊系數圓，如圖3所示。從圖中可以看出，如果從m2點匹配到標准系統阻抗，將可以使電路獲得最大的增益；如果從m3點匹配到標准系統阻抗，將可獲得最小的雜訊系數。顯然最大增益和最小雜訊系數不可同時得到。對於低雜訊放大器，首要的是考慮最小雜訊系數，因此對m3點進行匹配。借用ADS的自帶工具「Smith Chart Utility Tool」進行，只要在其中設置好頻率、源阻抗和目標阻抗值，就可以設計出所需要的輸入匹配電路。
在輸入端匹配完成以後，在原理圖中加入阻抗測量控制項測出輸出阻抗，再次使用「Smith Chart Utility Tool」將輸出阻抗匹配到標准系統阻抗，就可得到最大增益的輸出匹配電路。
當輸出端的匹配完成後，因為改變了從輸入端向里看的等效阻抗Zin，輸入端的回波損耗會變差。為此，可以採用優化控制項對輸入端和輸出端的匹配電路進行同時的優化改進，也可以使用Tunig工具進行調節。
2．5 最終電路及模擬結果分析
匹配及優化後的電路如圖4所示，電路中各元件的作用分別是：C6、L6是輸入匹配電路；C7、L7是輸出匹配電路；L1、L5、C3、R5是反饋元件；L3、L4是扼流電感；C4、C5是隔直耦合電容；C1、C2是旁路電容。
需要說明的是，反饋電感L1、L5和匹配電路中的元件C6、L6、C7、L7等因為數值較小，在工程中常用微帶線來代替。 模擬結果如圖5所示。其工作帶寬達500 MHz，中心頻率處增益接近20 dB，輸入輸出反射損耗小於-10 dB，雜訊系數小於0．5 dB，穩定系數大於1。如果斷開反饋電路後再次模擬，會發現增益有所加大，但穩定系數將小於1，放大電路將不能正常工作。
3 結論
通過射頻低雜訊放大器的設計與模擬，可以看到使用ADS輔助設計電路，理論計算簡單，設計過程快速，參數修改容易，驗證方便，縮短了設計周期，提高了設計精度，在工程中具有實用價值。
After determine the static working point, shall determine the form and the parameters of bias circuit. Do not need artificial calculation, with the aid of ADS in the design wizard tool (DesignGuide - Amplifier - > Tools - Transistor Bias, the Utility) can be done easily. Because the ADS provided by the component values are nominal, so designers need to use with the ADS provide alternative values close to the nominal elements. Bias circuit and some static parameters as shown in figure 2.
2.3 stability analysis and improvement
Transistor is K > 1, the absolute and stability of the | delta | < 1. Among them:
If the two conditions cannot be satisfied at the same time, there will be potential instability and oscillatory circuit. Transistor of the bias conditions stability simulation analysis found that the stability coefficient within the required working frequency band K < 1, can not meet the needs of absolute stability conditions.
By introcing feedback on ways to improve the stability of the circuit, but also can extend working bandwidth. Between the output and the input series RC circuit is introced into feedback, of which R need to meet the conditions:
In both the source and small inctance is introced into feedback to further improve the stability, the value of the inctance to repeatedly adjust the rear can be determined.
Introction of negative feedback circuit simulation again, within its working frequency stability factor K > 1, meet the absolute stability condition.
2.4 minimum noise factor input matching circuit is designed, the biggest gain of the output matching circuit design
If the input matching circuit and the output matching circuit of rf devices Zin the input impedance and output impedance Zout impedance Zo are transformed to the standard system, namely the Zin = Zo, Zout = Zo (or, as shown in figure 1) to make a device transport the highest gain. But when input and output matching, noise is not the best. When Γ S = Γ opt, could get the minimum noise figure.
ADS can be easily draw power gain and noise coefficient, as shown in figure 3. Can be seen from the diagram, if from m2 point impedance matching to the standard system, will be able to make the circuit gain maximum gain; If impedance matching to the standard system, from the m3 point will be minimal noise coefficient can be obtained. Obviously the biggest gain and the minimum noise figure cannot get at the same time. For low noise amplifier, the first is to consider the minimum noise figure, and so on m3 point matching. Use ADS bring tools "Smith Chart the Utility Tool", in which as long as the set frequency, source impedance and the target impedance value, can the input matching circuit design need.
In the input matching is complete, add impedance measurement control measure in principle diagram output impedance, again using "Smith Chart the Utility Tool will impedance, output impedance matching to the standard system can get the maximum gain of the output matching circuit.
When the output matching is completed, because has changed from the input to see the equivalent impedance Zin, will get poor return loss at the input. For this purpose, the optimal control can be used for the input and the output matching circuit optimization to improve at the same time, also can use Tunig tools.
2.5 the final circuit analysis and simulation results
Matched and optimized circuit as shown in figure 4, the role of each element in the circuit are respectively: C6, L6 is input matching circuit; C7, is about the output matching circuit; L1, L5, C3, R5 is feedback element; L3, L4 is choke inctance; C4, C5 is the direct coupling capacitance; C1, C2 is the bypass capacitor.
Feedback to be sure, inctance L1, L5 and matching circuit element in C6, L6, C7, about because small amounts, such as microstrip line to replace the commonly used in engineering.
The simulation results as shown in figure 5. Its working bandwidth of 500 MHz, the center frequency close to 20 dB gain, input and output return loss is less than 10 dB of noise coefficient is less than 0.5 dB, stability factor greater than 1. If disconnect again after feedback circuit simulation, will find the gain increased, but the stability coefficient will be less than 1, the amplifying circuit will not work properly.
3 conclusion
Through radio frequency low noise amplifier design and simulation, can see use ADS auxiliary circuit design, the theoretical calculation is simple, rapid design process, parameter modification easy, convenient, shorten the design cycle,
❽ 低雜訊放大器技術指標有哪些
LNA經歷了早期液氦致冷的參量放大器、常溫參量放大器的發展過程，隨著現代科內學技術的高速發展，近幾年已被容微波場效應晶體管放大器所取代，此種放大器具有尺寸小、重量輕和成本低的優異特性。特別是在射頻特性方面具有低雜訊、寬頻帶和高增益的特點。在C、Ku、Kv等頻段中已被廣泛的使用，目前常用的低雜訊放大器的雜訊溫度可低於45K。
❾ 微波低雜訊放大器設計用什麼軟體
一般常用的是 ADS（Advanced Design System），可以做場模擬和路方針。當然頻率如果很高，那可回以結合HFSS（High Frequency Structure Simulator）進行答聯合模擬。